基于驅動信號同步的串聯IGBT動態均壓電路設計
絕緣柵雙晶體管IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor)綜合了GTR和MOSFET的優點，具有通流能力強、開關速度快、輸入阻抗、熱穩定好和驅動簡單的優點，作為半導體電力開關具有明顯的優勢。目前，IGBT的耐壓等達到幾十千伏，但因其價格昂貴，了單個IGBT在大功率電壓場合的應用。文獻將耐壓等低的多個IGBT串聯使用，不提了功率變換器的電壓等，降低了成本，而且減小了開關損耗。
然而，在IGBT串聯使用中存在的主要問題是驅動信號不同步引起串入的IGBT集射電壓不均衡問題，嚴重時會造成某個器件上出現過電壓而損壞。為了IGBT在開關狀態改變的瞬態和其進入穩定工作狀態后合理的電壓均衡，學者提出大量的靜態和動態電壓均衡措施。靜態電壓均衡可以通過每個器件兩端并聯個均壓電阻來實現。而動態電壓均衡是IGBT串聯均壓研究的難點。為此，外提出了很多動態均壓電路: 無源緩沖電路、端電壓鉗位電路、柵電壓、柵電流和柵驅動信號延時調整。
使用同步變壓器將驅動同步的方法具有良好的均壓效果，并且沒有影響IGBT的。但由于同步變壓器的設計的局限，很難使得驅動信號同步，出現了的電壓不均衡現象，隨著器件承受電壓的增加，電壓不均衡加劇，嚴重時同樣會造成器件因過電壓而損壞。因此，文本結合同步變壓器均壓電路和端電壓鉗位均壓電路的優點，提出種基于驅動信號
同步的動態均壓電路，并基于該方法進行了仿真研究。
1. 串聯IGBT的動態均壓
1.1 基于驅動信號同步的均壓電路工作原理
為了實現串聯IGBT動態均壓，引入圖1 所示的同步變壓器，將驅動信號相互耦合在個磁芯上實現驅動同步。圖中T是同步變壓器，兩個繞組變比為1：1，這個變壓器連接在驅動單元GDU1、GDU2和Q1、Q2之間，將兩路驅動信號耦合。
圖1 基于驅動信號同步的串聯IGBT均壓電路
假設驅動信號GDU1要快于GDU2，用ΔT 表示驅動信號之間的時間差。開通時，若無均壓電路，Q1先于Q2開通，則在ΔT 時間內，Q2仍然處于關斷狀態，電源電壓VDC加在Q2上，出現電壓不均衡現象。關斷時，Q1先關斷，電源電壓VDC加在Q1上，出現電壓不均衡現象。
引入同步變壓器后，Q1導通時，同步變壓器次側感應出電壓VT1，由于磁耦合作用，則在另次也產生相應的感應電壓VT2，這就相當于GDU1同時向兩個IGBT發送驅動信號，從而使兩個IGBT開關動作致。Q1關斷時，同理可知。
然而，由于IGBT柵射間電容的非線，設計出耦合驅動信號的同步變壓器十分困難，這樣勢必會影響均壓效果。器件在關斷前不受靜態均壓電阻的影響，因此關斷瞬態的電壓不均比開通瞬態的電壓不均明顯。為了防止關斷瞬間二次電壓不均引起的過電壓，引入圖1所示的由快恢復二管和齊納二管組成的端電壓鉗位電路。快恢復二管了電流單向流動，齊納二管決定了鉗位的啟動閾值。當器件集射電壓過齊納二管的閾值，反饋電流流過快恢復二管和齊納二管，注入柵，使得集射電壓被鉗位于某閾值。可以說，端電壓鉗位電路改善了同步變壓器的均壓效果，增加了串聯IGBT的。
1.2 同步變壓器的設計
為了達到良好的動態均壓效果，同步變壓器中激磁電感和漏感的選擇十分重要。Q1導通而Q2關斷的ΔTon時間內，圖1的等效電路如圖2所示。
Lm——同步變壓器激磁電感;
Ls1、Ls2——同步變壓器漏感;
im——激磁電感上流過的電流;
ig——驅動電源輸出電流;
Rg——柵電阻;
Cies1、Cies2——柵射輸入電容( Q1、Q2) ;
VF、VR——驅動電壓(正偏壓、負偏壓) 。
圖2 等效電路圖
(1) 激磁電感Lm的計算
ig+ im和ig分別向柵射輸入電容Cies1和Cies2充電。假設Cies1和Cies2都與Cies相等，則Q1、Q2驅動電壓Vg1、Vg2之間的電壓差ΔVg，即是im在ΔTon時間內造成柵射輸入電容Cies1和Cies2之間的電壓差:
其中，ΔQm是在ΔTon時間內向Cies1充電的電荷量，imp是im的zui大值，VT1是同步變壓器次側的感應電壓。
在時間ΔTon內，VT≈V，V為驅動電源電壓。假定ΔVg≤V/100，得同步變壓器激磁電感Lm的設計指標為:
(2) 漏感Ls的計算
在ΔTon時間之后，Q2驅動信號由VR翻轉為VF，這時Q1、Q2都導通，柵射間輸入電容Cies1、Cies2上的電壓分別由其驅動電路的電流ig1、ig2決定，驅動電路對稱，ig1= ig2，VT1=VT2= 0。漏感Ls1、Ls2為驅動線路的寄生電感，由于等效電路呈容，會引起電路振蕩，為防止IGBT柵射出現過電壓而擊穿，要求驅動電路的品質因數:
2. 仿真驗證
為驗證上述均壓電路的，利用Saber仿真軟件建立IGBT串聯動態均壓的仿真電路。本仿真中采用2個IGBT的型號為IRG4BC30K，其zui大集射間電壓Vces為600V，輸入電容Cies為920 pF。柵驅動電阻Rg為50Ω; 均壓電阻R1、R2為240kΩ; 兩路驅動信號頻率fs為10 kHz; 占空比D為0.4; 輸出電流Iout為10 A。假設驅動信號GDU1、GDU2相差200ns; 由式(7)、(10)選擇同步變壓器激磁電感Lm為2200μH，漏感Ls1、Ls2為1μH。
下面具體仿真分析以下4種情況下，Q1、Q2開通與關斷的動態均壓情況。
( 1) 電源電壓600V，無動態均壓電路情況
圖3 為GDU1比GDU2延遲200ns 開通時，Q1、Q2的驅動電流和開通瞬間的波形。圖3可知，Q1先于Q2開通200 ns，先開通的Q1集射電壓Vce1迅速由額定電壓下降為飽和壓降，此時Q2還處于關斷狀態，Q2集射電壓Vce2迅速由額定電壓上升為電源電壓，易造成Q2因過電壓而損壞。
圖3 無均壓電路時Q1、Q2的開通驅動電流和集射電壓
圖4為GDU1比GDU2延遲200ns 關斷時，Q1、Q2的驅動電流和關斷瞬間的波形。由圖4可知，Q1先于Q2關斷200ns，先關斷的Q1集射電壓Vce1迅速由飽和壓降上升為電源電壓，易造成Q1因過電壓而損壞。
圖4 無均壓電路時Q1、Q2的關斷驅動電流和集射電壓
(2)電源電壓600V，帶同步變壓器的動態均壓電路情況
圖5 為GDU2比GDU1延遲200ns 開通時，Q1、Q2的驅動電流和開通瞬間的波形。加入同步變壓器后，雖然GDU2比GDU1延遲200ns 開通，但由圖5可知，同步變壓器將Q1、Q2的驅動信號耦合在起，使ig1、ig2保持同步，從而Q1、Q2在開通瞬間電壓均衡，使器件處于工作區。
圖5 帶同步變壓器時Q1、Q2的開通驅動電流和集射電壓
圖6 為GDU2比GDU1延遲200 ns 關斷時，Q1、Q2的驅動電流和關斷瞬間的波形。加入同步變壓器后，雖然GDU2比GDU1延遲200 ns 關斷，但由圖6可知，同步變壓器將Q1、Q2的驅動信號耦合在起，使ig1、ig2保持同步。由于IGBT柵射間電容的非線，同步變壓器保持驅動信號的同步卻很困難。特別是在關斷瞬間，Q1、Q2在關斷瞬間出現輕微的電壓不均衡，其集射電壓Vce1為330V，zui大集射電壓為靜態均壓值的10 %，此時器件仍處于工作區。
圖6 帶同步變壓器時Q1、Q2的關斷驅動電流和集射電壓
(3)電源電壓800V，帶同步變壓器的動態均壓電路情況
圖7為GDU2比GDU1延遲200 ns 開通和關斷時，Q1、Q2的驅動電流和開關瞬間的波形。由圖7可知，同步變壓器將Q1、Q2的驅動信號耦合在起，使ig1、ig2保持同步，達到的均壓效果。但隨著器件所承受電壓的增大，在電源電壓為800V 情況下，輕微的驅動信號不同步卻使Q1在關斷瞬間，其集射電壓Vce1600V，zui大集射電壓為靜態均壓值的5，此時則很難器件處于工作區。
圖7 帶同步變壓器時Q1、Q2的開關瞬態的驅動電流和集射電壓
(4)電源電壓800V，鉗位電壓440V，帶同步變壓器和端電壓鉗位動態均壓電路情況
圖8為GDU2比GDU1延遲200ns開通和關斷時，Q1、Q2的驅動電流和開關瞬間的波形。由圖8可知，同步變壓器將Q1、Q2的驅動信號耦合在起，使ig1、ig2保持同步。在關斷瞬間，驅動電流ig1突然升并降低，這是由于此時Q1集射電壓過齊納二管的閾值，反饋電流流過快恢復二管和齊納二管，注入柵，使得集射電壓被鉗位于440V，zui大集射電壓為靜態均壓值的1，使得Q1、Q2處于工作區。
圖8 帶同步變壓器時和端電壓鉗位電路時Q1、Q2
3. 結束語
本文在研究和分析外IGBT串聯動態均壓的基礎上，采用將驅動信號同步和端電壓鉗位結合的均壓電路，通過仿真驗證了基于驅動信號同步的均壓電路在IGBT串聯電路中能地使IGBT電壓均衡。同步變壓器將驅動信號同步，其響應速度快，端電壓鉗位電路能夠使開關瞬態的過電壓≤10 %，防止了過電壓的發生，降低了串聯IGBT的電壓不均衡。故該方法能夠很好地使串入電路的IGBT均壓。
13991872250
029-88231631
